設計人員在考慮無源器件時,他們想到的是電感電容的生產容限,一般為± 20% 或±10%。這在理論上是對的,但在實際應用中卻不然。本文介紹電容電感易受影響的一些參數以及系統(tǒng)設計人員必須了解的知識,并討論如何為最小但最高效的便攜式電源系統(tǒng)解決方案選擇外部元件。
設計人員在考慮無源器件時,他們想到的是電感電容的生產容限,一般為± 20% 或±10%。這在理論上是對的,但在實際應用中卻不然。某一特定頻率下,在一個陶瓷電容上加直流偏置電壓或在電感上加載電流會改變這些元件的特性,故有“有源的無源器件(active passives)”之稱。
例如,一個10μF,0603,6.3V的電容在-30°C下直流偏置1.8V時測量值為4μF。一個3.3 μH的電感用在85°C的實際應用中時測量值為0.8 μH。
此外,元件生產商也越來越積極進取,有可能不斷推出一些相當好的部件,以在尺寸價值比之大戰(zhàn)中保持充足的競爭力。這類似于各種實際情況。比如,一部EPA(美國國家環(huán)保署)測試額定30Mpg(每加侖行駛英哩數)的汽車,實際駕駛中可能只有20mpg。這就意味著車主必需比預期的更頻繁地去加油站。
這個例子可以延伸到便攜式電源系統(tǒng)。系統(tǒng)中各個模塊使用的每一個元件都對系統(tǒng)性能有著直接的影響。便攜式電源系統(tǒng)的關鍵性能指標包括電池壽命、解決方案的尺寸大小、系統(tǒng)資源易使用性等。例如,在便攜式電源系統(tǒng)中,過于頻繁的設備充電將使所謂的“便攜式”失去意義。
系統(tǒng)設計人員在這些關鍵性能指標的實現方面已邁出了第一步,即選擇開關調節(jié)器來為不同的系統(tǒng)模塊供電。下一步是確保選定的開關調節(jié)器工作在最大效率之下。開關調節(jié)器的關鍵性能指標有效率、精度和輸出電壓容限(包括瞬態(tài)響應、電壓紋波、解決方案尺寸大小等)。為了滿足這些性能指標,開關IC必須與外部元件協(xié)調工作。
開關調節(jié)器的外部元件一般包括一個電感、一個輸入電容和一個輸出電容。正如任何游戲的成功依賴于團隊的齊心協(xié)作,外部元件和開關也必須互相配合、協(xié)調工作以滿足直流-直流轉換器解決方案預期的性能指標。
在設計開關調節(jié)器時,對電感值及輸入輸出電容值的一系列補償進行了優(yōu)化。該部件的輸出電流能力也取決于諸多因素,其中之一是電感值。
本文介紹了電容電感易到影響的一些參數,論述了系統(tǒng)設計人員必須了解的知識,并闡釋了何時需要為便攜式電源系統(tǒng)的最小但最高效的解決方案選擇外部元件。
選擇電容
先讓我們看看陶瓷電容。這種電容由于尺寸、成本和性能方面的優(yōu)勢成為便攜式應用產品的理想選擇,也因開關頻率下的等效串聯電阻(ESR)和等效阻抗很低而非常適合于高頻應用。低ESR使輸出電壓紋波被減至最小,低阻抗產生出色的濾波特性。而Y5V類電介質電容的溫度系數很差,85時可能下降80%,一般不建議用于便攜式應用,故本節(jié)重點討論X5R/X7R電容。
圖1顯示了10μF,6.3V,X5R陶瓷電容外殼尺寸的變化歷史。外殼尺寸較小的主要好處在于節(jié)省開關的占位面積,降低總體解決方案的高度。目前,主流移動電話生產商在電話中使用的元件之高度最大限值為1.2mm。隨著電話模型越來越纖巧,這個限值將進一步減小?，F在的陶瓷電容已能夠很好地滿足這些要求。
那么,系統(tǒng)設計人員還需要了解除陶瓷電容之外的東西嗎？絕對需要！例如,在選擇陶瓷電容的電容值及其外殼尺寸之余,必須考慮到它的直流偏置效應。電容選擇不正確可能對系統(tǒng)的穩(wěn)定性造成嚴重破壞。直流偏置效應通常出現在鐵電電介質(2類)電容中,如X5R、X7R、及Y5V類電容。
陶瓷電容的基本計算公式如下：
C=K×[(S×n)/t]
這里,C=電容量,K=介電常數,n=介電層層數,S=電極面積,t=介電層厚度
影響直流偏置的因子有K、介電層厚度、額定電壓的比例因子,以及材料的晶粒度。電容上的電場使內部分子結構產生“極化”,引起K常數的暫時改變,不幸的是,是變小。電容的外殼尺寸越小,由直流偏置引起的電容量降量百分比就越大。若外殼尺寸一定,則直流偏置電壓越大,電容量降量百分比也越大。系統(tǒng)設計人員為節(jié)省空間用0603電容代替0805電容時,必須相當謹慎――除非用預定類型的電容對轉換器進行了測試。規(guī)格說明書中推薦的是0603電容。
圖2所示為在某典型便攜式應用產品的使用環(huán)境溫度范圍內,直流偏置對幾種不同電容的影響。查看圖中的直流偏置特性,可看到,廠商A生產的10μF,6.3V 0603電容在1.8V 直流偏置及-30°C下的電容量值為5.75μF。需注意電容器和電容量之間的區(qū)別。電容量是從應用的角度看到的電容的實際值。廠商C生產的相同電容器在同樣條件下的電容量值為3.5μF。事實上,廠商A的4.7μF電容差不多與廠商C的10μF電容一樣好。
因此,請記住應該向廠商索取在應用的預定直流偏置電壓下的電容值曲線。例如,采用2.5V輸出電壓時,系統(tǒng)設計人員必須查看2.5V時的直流偏置。使開關穩(wěn)定性最好的最小電容值可在開關的規(guī)格說明書中查到。在確定用于便攜式電源解決方案材料清單(BOM)的電容雙重來源時,廠商間的差異也必須考慮到。
上述決策不應該留給采購人員,除非他們能給出很好的建議。電容器生產商往往喜歡出示單獨的曲線,如電容量隨溫度的變化曲線,另一條是電容量隨直流偏置的變化曲線。不過,他們不會同時給出兩條,但實際應用恰恰需要兩條。應該記住向生產廠商索要系統(tǒng)最常用電壓的綜合曲線。
例如,基帶內核微處理器的常用電壓有1.3V、1.5V和1.8V。I/O和硬盤驅動器使用1.8V、2.5V或3.3V。RF功率放大器電源的輸出電壓范圍為0.8 到3.4V。
選擇輸入電容時,必須考慮到輸入電壓范圍。對鋰離子電池而言,這個范圍為3 到 4.3V,當插入充電器時,可高達5.5V。
從系統(tǒng)的角度來看,阻抗/ESR與頻率的關系曲線也很重要。用于2MHz開關的電容可能并不適合于5MHz開關。開關設計中,電容的諧振頻率是一關鍵規(guī)格參數。當開關頻率接近輸出電容的諧振頻率時,輸出電壓紋波最小。
例如,4.7μF和10μF 0603電容的諧振頻率范圍都為2 到 3MHz。但1μF 0603電容的諧振頻率在6MHz左右,1μF 0402電容的近10MHz。工作頻率高于諧振頻率時,阻抗實際上是電感性的。如果沒有正確的補償,將產生穩(wěn)定性問題,且開關的紋波增加。最后但并非不重要的是,陶瓷電容的生產容限是在1 kHz頻率、1V rms或0.5V rms電壓下規(guī)定/測試的,但實際應用的條件差異非常大。在較低的rms電壓下,電容額定值要小得多。對一個典型的開關,紋波電壓范圍為5到30mV。
設計人員在考慮無源器件時,他們想到的是電感電容的生產容限,一般為± 20% 或±10%。這在理論上是對的,但在實際應用中卻不然。本文介紹電容電感易受影響的一些參數以及系統(tǒng)設計人員必須了解的知識,并討論如何為最小但最高效的便攜式電源系統(tǒng)解決方案選擇外部元件。
選擇電感
為便攜式電源應用選擇電感,需要考慮的最重要的三點是：尺寸大小、尺寸大小,第三還是尺寸大小。移動電話的電路板面積十分緊俏珍貴,隨著MP3 播放器、電視和視頻等各種功能被增加到電話中時,尤其如此。功能增加也將增加電池的電流消耗量。因此,以前一直由線性調節(jié)器供電或直接連接到電池上的模塊需要效率更高的解決方案。實現更高效率解決方案的第一步是采用磁性降壓轉換器。正如其名稱所暗示的,這時需要一個電感。
電感的主要規(guī)格除尺寸大小外,還有開關頻率下的電感值、線圈的直流阻抗(DCR)、額定飽和電流、額定rms電流、交流阻抗(ESR)以及Q因子。根據應用的不同,電感類型的選擇――屏蔽式或非屏蔽式――也是很重要的。
類似于電容中的直流偏置,廠商A的2.2μH電感可能與廠商B的完全不同。在相關溫度范圍內電感值與直流電流的關系是一條非常重要的曲線,必需向廠商索取。在這條曲線上可以查到額定飽和電流(ISAT)。ISAT一般定義為電感值降量為額定值的30%時的直流電流。某些電感生產商沒有規(guī)定ISAT。他們可能之給出了溫度高于環(huán)境溫度40 ?C時的直流電流。
DCR引起傳導損耗,在輸出電流較高時影響效率。ESR隨工作頻率的提高而增加,在輸出電流較小時影響占主導地位的開關損耗。ESR與Q因子成正比。相同頻率下,低ESR電感的Q因子更高。在電感滿足所有其它規(guī)格時,為什么系統(tǒng)設計人員還應考慮ESR和Q因子呢？
當開關頻率超過2MHz時,必需格外關注電感的交流損耗。規(guī)格說明書中列出比較的不同廠商的電感的ISAT和DCR在開關頻率下可能有極為不同的交流阻抗,導致輕負載下顯著的效率差異。這一點對提高便攜式電源系統(tǒng)中電池的壽命至為重要,因為系統(tǒng)大部分的時間是處于睡眠、待機或低功率模式下的。
由于電感生產廠商很少提供ESR和Q因子信息,設計人員應該主動向他們索取。廠商給出的電感與電流關系也往往只限于25 ?C,故應該索取工作溫度范圍內的相關數據。最壞情況一般是85 ?C。
圖3給出了各種電感的交流阻抗與頻率的關系。考慮一個降壓轉換器的例子,其規(guī)格參數如下：FSW=2MHz,VIN=5.5V,L=2.2 μH,VOUT=1.5V,I=0 到600MA,ΔI=289MA (計算值)。
參見圖3,2.2μH額定電感在低頻下的DCR為0.2Ω,2MHz下的ESR為1Ω。電感引起的直流損耗和交流損耗可用下式計算：
DC損耗=I2×DCR
AC損耗=(dΔI2)/12×ESR
由上式可知,輸出電流較高時,低頻或直流損耗占主導地位;輸出電流較低時,交流損耗占主導地位。ΔI是轉換器的峰峰值紋波電流,在連續(xù)傳導工作模式中,輸出電流高和低時其幅度都一樣。由數學計算可知,I=600MA時,電感總體損耗的91%是直流損耗;I=50mA時,電感總體損耗的93%是交流損耗。
圖4a (ESR) 和 4b (Q)給出了廠商A(低 ESR,高Q值)和廠商B(高ESR,低Q值)的電感,還顯示了采用這些電感(圖4c) 的2MHz轉換器的效率曲線。從這些數據判斷,即使廠商A有較高的DCR,它也能在輕負載下提供更高的效率。
根據應用的不同,可以選擇屏蔽式或非屏蔽式電感器。一般而言,屏蔽式電感用于那些必須滿足嚴格的EMI規(guī)范的便攜式應用。
最后但絕非不重要的是,按照生產方式的不同,有兩類電感器。第一類是傳統(tǒng)的繞線線圈式(Wire Wound coil)電感,另一類是較新式的芯片電感。芯片電感憑其尺寸和高度方面的優(yōu)勢使用正日益廣泛。PCB裝配時的安裝速度也是芯片(多層)電感生產商大肆宣傳的優(yōu)點之一。在選擇開關解決方案時,系統(tǒng)設計人員必須考慮到芯片電感的某些關鍵規(guī)格。電感和直流電流的關系隨溫度的變化是線圈式電感和芯片電感有顯著不同的一個主要參數。圖5顯示了繞線線圈電感和芯片電感的橫截面示意圖。
從圖 6可看到,一般來說,線圈式電感的電感-直流電流及溫度關系曲線在飽和電流之前很平坦。在飽和電流之后,則隨電流變化出現急劇下降。典型地,ISAT在85 ?C 時比25 ?C時要低10％到20%。
25 ?C時,芯片電感有一個高于額定值的初始電感值。一旦電流增大,芯片電感就開始下降。因此,大多數情況下,額定ISAT的定義不適用于芯片電感。規(guī)定了溫度上升的額定rms電流也決定了芯片電感的額定電流。電感值隨溫度下降,不隨直流電流下降,是芯片電感的另一個特性。
關于實際的電感值,系統(tǒng)設計人員必須謹慎選擇正確的電感,并按照規(guī)格說明書找到最小的電感值。電感選擇不正確會影響到穩(wěn)定性,引起次諧波振蕩(sub-harmonic oscillations),和/或降低開關的額定輸出電流。與陶瓷電容的情況相同,設計人員應當主要關注實際工作情況中的電感值,而非額定電感值。
如何為磁性降壓轉換器選擇電感的額定電流呢？如果電感的額定IRMS大于所需輸出電流,最容易的方法是選擇額定值大于或等于開關的最大電流限值的ISAT。不過,正如我們在芯片電感中看到的,我們必須搜尋滿足穩(wěn)定性和輸出電流要求的最小電感值。選擇較高值的芯片電感(比如用3.3μH代替2.2μH) 來滿足電感要求是不可行的,因為對相同外殼尺寸的電感器,電感值越高,其下降就越劇烈。
此外,芯片電感廠商間存在著各種差異。例如,廠商A可能采用低滲透性材料,使電感值逐步改變。但這種方案需要更多的介電層。因此,較之采用高滲透率材料、下降更劇烈的廠商B,A將有更高的DCR,B的DCR較低。
本文的目的是給出一些能夠用于實際情況的相關信息,也向系統(tǒng)設計人員和元件采購工程師介紹了在元件選擇過程中,應該向元件生產商索取的必要數據。
