傳統(tǒng)單相橋式逆變器作為一種常見的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，在許多領(lǐng)域得到了廣泛應(yīng)用。然而，該拓?fù)涞妮敵瞿孀冸妷悍当仨毜陀谳斎胫绷麟妷海?dāng)應(yīng)用在輸出電壓高于輸入電壓的場合時(shí)，須增加一級Boost電路來提高直流電壓，這會(huì)導(dǎo)致逆變器成本、體積和電路復(fù)雜性的增加，同時(shí)也降低了其傳輸效率。為此，參考文獻(xiàn)[1-3]提出Z源逆變器，其輸出電壓可高于或低于直流電源電壓，且無橋臂直通問題。但 Z源逆變器是在傳統(tǒng)橋式逆變器前加了一個(gè)Z源網(wǎng)絡(luò)，其成本和效率問題依然沒能很好地解決。參考文獻(xiàn)[4-6]對雙Boost逆變器進(jìn)行研究。雙Boost逆變器由兩個(gè)同步Boost級聯(lián)而成，這種逆變器的輸出電壓可高于或低于直流電源電壓，因而在實(shí)用中有更大的靈活性，同時(shí)降低了成本，簡化了電路。但是該逆變器的兩個(gè)Boost需要協(xié)調(diào)工作，每個(gè)Boost的兩個(gè)開關(guān)之間需要加入死區(qū)時(shí)間，因此控制起來相對復(fù)雜，且四個(gè)開關(guān)都工作在高頻狀態(tài)，開關(guān)損耗較大。
本文在雙Boost逆變器的基礎(chǔ)上提出了一種新型逆變器，該逆變器只需要一個(gè)Boost電路和一個(gè)換向橋。其輸出電壓可高于或低于直流電源電壓，拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)較雙Boost逆變器簡單，整個(gè)拓?fù)渲挥幸粋€(gè)開關(guān)工作在高頻狀態(tài)減少了開關(guān)損耗，且不存在兩個(gè)Boost控制協(xié)調(diào)的問題。故其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制結(jié)構(gòu)都相對雙Boost逆變器簡單。
滑模控制具有很好的自適應(yīng)性和較強(qiáng)的魯棒性，能很好地滿足高性能要求的場合[7]。為此本文在提出新型逆變器的基礎(chǔ)上，對該逆變器的工作進(jìn)原理行分析，并對其滑模控制進(jìn)行了研究。
1 基本工作原理及其等效電路的狀態(tài)空間方程
新型逆變器及其控制電路如圖1 所示。圖中L 為電感，C 為電容，uO為輸出電壓，iC為電容電流，S0～S4
為功率開關(guān)管，Ud為直流輸入電壓，u* 為參考電壓，R 為負(fù)載阻抗。
1.1 基本工作原理
該逆變器是由一個(gè)Boost 加一個(gè)全橋換向電路構(gòu)成， 換向橋輸入端下面一端(b 點(diǎn)) 接在輸入電壓的正端，
以提供直流偏置電壓。定義正弦波取絕對值后的波形叫正幅正弦波。由于Boost 所能產(chǎn)生的最小電壓為輸入電壓Ud，為得到圖2中Uab所示正幅正弦波， 參考信號u* 必須在正幅正弦波上疊加一個(gè)大小為Ud直流參考信號，這樣可以在電容C上產(chǎn)生對應(yīng)該電壓波形Uc。由于b 點(diǎn)電位為Ud， 所以抵消了在Uc上的直流分量Ud， 從而得到如圖2 所示Uab的波形。由于Uab的波形為正幅正弦波， 所以要將其變?yōu)榻涣髡也ǎ?才能得到所需要的輸出電壓。此時(shí)，可以通過S1～S4全橋電路實(shí)現(xiàn)不斷換向來得到交流輸出電壓。由圖2 可知， 輸出應(yīng)為正半波時(shí)，為S1和S4導(dǎo)通。輸出應(yīng)為負(fù)半波時(shí)，S2和S3導(dǎo)通。可以看出， 換向橋功率開關(guān)的頻率等于輸出電壓的頻率， 其工作頻率十分低，這樣使得整個(gè)系統(tǒng)只有一個(gè)開關(guān)S0工作在高頻狀態(tài)， 相對于有4 個(gè)高頻開關(guān)的雙Boost 逆變器和Z 源逆變器，新型逆變器的開關(guān)損耗得到大大減小， 系統(tǒng)效率相對提高。
正半波的階段， 模態(tài)I 和模態(tài)Ⅱ 不斷重復(fù)。在輸出電壓為負(fù)半波的階段， 模態(tài)Ⅲ 和模態(tài)Ⅳ 不斷重復(fù)。具體分析如下：
(1) 模態(tài)I： 此時(shí)由于輸出電壓為正半波， 故S1 和S4導(dǎo)通， 從而加在電阻上的電壓為正。此階段S0 閉合， 輸
入電源給電感L 充電， 負(fù)載R 由電容C 供電。
(2) 模態(tài)Ⅱ ： 此時(shí)由于輸出電壓為正半波， 故S1 和S4 保持導(dǎo)通， 從而使加在電阻上的電壓為正。此階段S0
斷開， 電感L 充電給電容C 充電， 同時(shí)給負(fù)載R 供電。
(3) 模態(tài)Ⅲ ： 此時(shí)由于輸出電壓為負(fù)半波， 故S2 和S3 導(dǎo)通， 從而使加在電阻上的電壓為負(fù)。此階段S0 導(dǎo)
通， 輸入電源給電感L 充電， 負(fù)載R 由電容C 供電。
(4) 模態(tài)Ⅳ ： 此時(shí)由于輸出電壓為負(fù)半波， 故S2 和S3 保持導(dǎo)通， 從而使加在電阻上的電壓為負(fù)。此階段S0
斷開， 電感L 充電給電容C 充電， 同時(shí)給負(fù)載R 供電。
1.2 等效電路的狀態(tài)空間方程
通過對該電路4 個(gè)模態(tài)的分析， 可以得出滑模控制對象的等效電路， 如圖4 所示。由于4 個(gè)模態(tài)中無論電
阻方向如何變化， 對于前一級Boost 來說， 都相當(dāng)于一個(gè)電阻負(fù)載。此外， 由于b 點(diǎn)電位已經(jīng)被抬升至Ud， 所以Boost 的輸出相當(dāng)于一個(gè)電阻串聯(lián)一個(gè)電壓源Ud。其控制的目標(biāo)是要使Uab輸出正幅正弦波，所以要控制Boost的輸出電壓UC與負(fù)載電壓UO1滿足如下關(guān)系：
取電容電壓和電感電流作為為系統(tǒng)的狀態(tài)變量來描述系統(tǒng)， 結(jié)合上述分析可得等效電路的狀態(tài)空間方程為：
在圖4 所示的Boost 電路中， 電感電流的參考量很難預(yù)先給定， 并且實(shí)際中電感電流是非線性的。為了克服這個(gè)問題， 實(shí)際中可以采用一個(gè)高通濾波器來獲得電感電流的狀態(tài)變量偏差(iL-iL*)[ 8]。該方法需要注意高通濾波器的截止頻率的選擇， 要保證高頻分量可以順利地通過， 而電感電流的低頻分量能被濾除。
2 仿真研究
為了驗(yàn)證新拓?fù)浼捌淇刂撇呗缘目尚行约靶阅埽肕atlab/Simulink 搭建電路模型進(jìn)行仿真驗(yàn)證， 參數(shù)
設(shè)置： 直流輸入電壓Ud=50 V， 電感L=0.8 mH， 電容C=90 μF， 負(fù)載電阻R=10 Ω，輸出電壓O=100sin(314t)V，
為說明能降壓輸出仿真了uO=30sin(314t) V 時(shí)的情況。圖5 表明， 在無輸入和輸出擾動(dòng)時(shí)， 逆變電源得到
了所設(shè)定的輸出。可以實(shí)現(xiàn)輸出電壓幅值大于或小于輸入電壓Ud， 且其波形正弦度好。此時(shí)THD=1.34%， 總諧波畸變率小，輸出電壓質(zhì)量高。在5 ms 的時(shí)候負(fù)載電阻從10 Ω 躍變成15 Ω，在25 ms的時(shí)候負(fù)載電阻從15 Ω 躍變成10 Ω( 即負(fù)載擾動(dòng)時(shí)變化量為原來電阻值的50%)。從圖6 可以看出負(fù)載擾動(dòng)時(shí)， 逆變電源的輸出電壓幾乎不變，這說明滑模控制下的新型逆變器對負(fù)載擾動(dòng)具有很好的抑制能力。本文提出了新型逆變器， 該逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡單，采用的元器件少，且其控制設(shè)計(jì)主要是針對前一級Boost電路的控制設(shè)計(jì)，因此其控制的設(shè)計(jì)比較簡單。整個(gè)拓?fù)渲挥幸粋€(gè)開關(guān)工作在高頻狀態(tài)，從而減小了開關(guān)損耗提高了系統(tǒng)效率。為了使該電路獲得很好的魯棒性，在分析其工作原理的基礎(chǔ)上，對其滑模控制策略進(jìn)行了研究。最后進(jìn)行了仿真驗(yàn)證，仿真結(jié)果表明在滑模控制下的新型逆變器對負(fù)載擾動(dòng)具有很好的抑制能力，表現(xiàn)出很好的動(dòng)態(tài)和穩(wěn)態(tài)性能，且輸出電壓波形諧波含量低，波形質(zhì)量好，是一種高性能的逆變器。
