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在切換音頻和視頻信號時，難點在于如何避免引入噪聲，以及因設備電阻或附帶電容導致的信號損失。雖然 CMOS 模擬開關既有效又高效，但設計人員需要了解關鍵的參數折衷才能正確使用它們。

在音頻或視頻信號源間切換可能非常棘手。大多數機械開關或繼電器并非為切換多媒體信號而設計，并且可能產生干擾，例如較大的爆音或視覺干擾。開關電路可以從頭設計，但這會增加設計復雜性和時間。

為解決此問題，可以使用簡單的 CMOS 模擬開關。它們的工作原理與小型半導體繼電器相似，允許電流在兩個方向流動，且損耗較低。憑借先開后合和低導通電阻等特性，可消除切換期間的音頻或視覺噪聲，同時減少信號損失。

但在實踐中，在使用模擬開關之前，設計人員還需要考慮各種規格的權衡。本文將首先討論模擬開關基礎知識和相關的設計權衡，然后介紹合適的解決方案及其使用方法。

模擬開關基礎知識

模擬開關使用并行的 P 溝道 MOSFET 與 N 溝道 MOSFET 來創建雙向開關。ON Semiconductor 的 NS5B1G384 SPST 常閉模擬開關便是一個簡單的 CMOS 模擬開關示例（圖 1）。控制輸入根據器件配置是常開 (NO) 還是常閉 (NC)，將適當的逆變和非逆變信號發送到 MOSFET 柵極。

圖 1：簡單 SPST 模擬開關的高級表示。單個觸點根據控制輸入信號 IN 的狀態來接通和斷開。（圖片來源：ON Semiconductor）

理想情況下，模擬開關應具有盡可能低的開關電阻 (R_ON)。實現方法是設計 CMOS 開關，通過增加 MOSFET 漏極/源極面積，為電子流動創造更多表面積并降低導通電阻。

但是，增加表面積具有增大寄生電容的缺點。在較高頻率下，此寄生電容可能成為一個問題，即形成低通濾波器從而導致失真。電容器還會因充電和放電時間而導致傳播延遲。該延遲取決于負載電阻和 R_ON，計算方法如下：

其中 R_L = 負載電阻。

在為給定應用選擇 CMOS 開關時，權衡 R_ON 與寄生電容是關鍵。并非每個應用都需要低 R_ON，并且在某些情況下，模擬開關與電阻負載串聯，使得 R_ON 可以忽略不計。但對于視頻信號，權衡 R_ON 與寄生電容就變得很重要。隨著 R_ON 的減小，寄生電容會增加。這會切斷高頻信號，導致帶寬降低或失真。

對于圖 1 所示的 NS5B1G384 案例而言，該器件具有 4.0 Ω（典型值）的較低 R_ON。寄生電容非常低，為 12 皮法 (pF)，因而此開關可適用高至 330 MHz 的信號。

切換單一音頻來源

要在兩個音頻信號輸出之間切換音頻輸入信號，須將音頻輸入連接到兩個 NS5B1G384 開關的 COM 引腳。將每個開關的 NC 引腳連接到其各自的變換器，例如耳機和揚聲器。請注意，一次只能選擇一個 IN 引腳。

在此配置中，模擬開關的導通時間和關斷時間變得很重要。對于 NS5B1G384，導通時間為 6.0 納秒 (ns)，關斷時間為 2.0 ns。使用多個開關時，更快的關斷時間可實現先開后合功能。這確保了在連接一個開關之前先斷開另一個開關，從而防止兩個負載同時連接。這還減少了在切換音頻信號時不時在音頻設備上聽到的爆音。

切換差分音頻信源

另一種在兩個音頻信號輸出之間切換的替代解決方案是使用兩個 SPDT 模擬開關。例如，Analog Devices 的 ADG884BCPZ-REEL 在一個封裝中包含了兩個 SPDT 模擬開關。使用 5 V 電源時，兩個開關的 R_ON 都很低，介于 0.28 Ω（典型值）和 0.41 Ω（最大值）之間，因而適合低損耗音頻信號切換。但如此低的 R_ON 也要付出代價。開關打開時，模擬開關觸點之間的寄生電容為 295 pF。

ADG884 可通過開關處理 400 mA 電流，因而適合從音頻放大器直接驅動揚聲器（圖 2）。

圖 2：該基本電路使用單個 Analog Devices ADG884 在兩個音頻輸出設備之間切換。（圖片來源：Digi-Key Electronics）

為了最大限度降低 EMI 將噪聲注入音頻輸出的可能性，音頻放大器在印刷電路板上的位置應盡可能靠近 ADG884。耳機插孔也應盡可能靠近 ADG884。如果揚聲器不使用插孔，則應在 ADG884 和揚聲器之間使用屏蔽音頻線。

如果音頻輸入信號為差分對，則信號對 S1A/S1B、S2A/S2B 和 D1/D2 在印刷電路板上的布線位置應彼此相鄰，以抵消任何共有干擾，進而消除揚聲器或耳機的噪聲。

消除切換期間的爆音

為了進一步提高使用高功率放大器時的開關音頻信號質量，應使用分流電阻器去除音頻放大器輸出端的任何累積電荷。為簡化此操作，一些模擬開關采用內置的分流電阻器。Maxim Integrated 的 MAX14594EEWL+T DPDT 模擬開關就是一個很好的例子。

為了消除從音頻放大器切換時的爆音，MAX14594E 采用先開后合的操作設計，并提供內部分流電阻器，以便在開關打開時對音頻放大器的輸入耦合電容器進行放電（圖 3）。

圖 3：此電路中的 MAX14594E 帶有兩個 500 Ω 內部分流電阻，可在引腳 NO1 和 NO2 處對音頻放大器的輸出電容器進行放電，以防止發出可聞爆音。此應用示例的開關位置如圖所示已拉低 CB。（圖片來源：Maxim Integrated）

MAX14594E 是一個 DPDT 模擬開關，可以使用一個控制輸入 CB 同時切換兩路音頻信號。R_ON 為 0.25 Ω，寄生電容為 50 pF。請注意，與 NS5B1G384 相比，R_ON 要低得多，但寄生電容要高得多。

參考圖 3，CB 被拉低，以分別將 NC1 和 NC2 連接到 COM1 和 COM2。同時，它將 NO1 和 NO2 處的音頻放大器輸出連接到分流電阻器。當 CB 被拉高時，NO1 和 NO2 分別連接到 COM1 和 COM2，同時也斷開了分流電阻器。

MAX14594E 可由微控制器使用 1.8 伏或更高的 GPIO 電平進行控制，因為 CB 具有 1.4 伏的邏輯高閾值。將 GPIO 引腳與 CB 引腳和接地之間約 0.1 微法 (μF) 的小電容器相連，可以消除任何瞬變。

切換視頻信號

當切換視頻信號時，情況變得更加復雜。由于信號頻率更高，R_ON 與寄生電容的權衡變得非常重要。R_ON 較低的模擬開關具有更大的寄生電容，這會降低帶寬，并導致視頻質量下降。

因此，建議使用 R_ON 較高且相應的寄生電容較低的模擬開關進行視頻切換。但這會降低視頻信號的幅度，因此必須通過增加額外的視頻放大器來進行補償。由于可能需要一次切換多個高頻信號，因此必須使電路板設計盡可能緊湊，以避免信號損失。為此，選擇高度集成的模擬開關至關重要。

例如，Integrated Device Technology (IDT) 的 QS4A110QG 便是一款面向高速視頻信號切換應用的雙 5PST 模擬開關。它具有 5 Ω 的較低 R_ON 和 10 pF 的極低寄生電容，可支持 1.8 GHz 的帶寬（圖 4）。

圖 4：QS4A110 是一款高度集成的雙 5PST 模擬開關，帶寬為 1.8 GHz，可用于切換視頻信號。（圖片來源：IDT）

從圖 4 可知，通過將 A(x) 和 B(x) 信號彼此連接，使得開關輸出非 C 即 D，可以很輕松地將其轉換為單 5PDT 開關。由于控制信號 E1# 和 E2# 均為低電平有效，將邏輯信號通過逆變器連接到一個控制信號，并通過非逆變緩沖器連接到另一個控制信號，便可實現輸出選擇。雖然非逆變緩沖器是可選的，但最好將其包括在內，以防止開關輸出之間出現爭用狀況。

QS4A110 的導通時間為 6 ns，關斷時間為 6.5 ns（最大值）。 電路中的導通和關斷時間實際上是開關和負載電容的 RC 延遲。

總結

在電路設計中采用模擬開關看似輕松，但實際需要因地制宜。模擬開關中存在較低 R_ON 與較高寄生電容，或較高 R_ON 與較低寄生電容的權衡，這會直接影響其帶寬。針對目標設計選擇具有合適特征的器件，才是至關重要的。