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當今的高速運算放大器使得在視頻應用中，采用有源濾波器來設計比采用無源電感電容(LC)濾波器更加容易。隨著飛兆半導體推出高速放大器和視頻濾波器，針對視頻通道的有源濾波器已成為極具成本效益的解決方案。

為何采用視頻濾波器？

視頻頻段中的任何干擾信號都將產生一些肉眼可見的顯示失真問題，而采用視頻濾波器就可以消除這些失真。信號混疊是采樣視頻系統中的一個明顯失真。當超出視頻頻段范圍的高頻信號(例如外部無線發射信號或本地時鐘信號)通過模數轉換器的采樣過程混疊回視頻頻段時，就會產生混疊現象。在模數轉換器之前放置一個抗混疊濾波器就可防止這種失真。當利用數模轉換器重建數字化的視頻信號時，將導致視頻信號在較高頻率上被復制，從而也會引起圖像失真。這類失真信號可通過在數模轉換器之后加入一個視頻濾波器來消除。

為何采用有源視頻濾波器？

采用運算放大器實現的有源濾波器將比采用電感實現的無源濾波器頻率響應更好、帶寬更平坦，且通道間更匹配。無源濾波器的帶寬和頻率響應特征取決于組成它的電感和電容值的精度。而有源濾波器采用運算放大器和電阻器來替代電感器，由于有源濾波器的精度取決于電阻和電容值的精度，而不再取決于電感和電容值的精度，因此精度得到充分提高。另外值得一提的是，便宜的電阻比便宜的電感精度高得多。此外，現在運算放大器的價格也很低，因此一個有源濾波器往往比采用電感實現的無源濾波器更便宜。

設計有源視頻濾波器

視頻濾波器要求良好的相位線性特征，即在整個視頻頻段內都應具有十分恒定的相位延遲，同時幅度響應的平坦度要好。這兩方面的參數要求使得Butterworth濾波器成為一個不錯的選擇。采用一個4階濾波器就能在高頻下獲得很好的阻帶抑制效果。

4階Butterworth濾波器由兩個運算放大器采用Sallen-Key方式構成。本文中的設計采用飛兆半導體的高速雙運算放大器(FHP3230)，來構造一個可放入狹小印刷電路板中的濾波器。FHP3230的增益帶寬為60MHz，是一種采用單電源供電和軌至軌輸出方式的放大器。這些特點使FHP3230成為該類應用的最佳選擇。

圖1所示為一個4階濾波器。

圖1：采用FHP3230雙運算放大器的有源視頻濾波器(+5V單電源、AC耦合輸入)

下面幾段我們將討論如何設置濾波器中各個元件的值。需注意的是，該濾波器工作在+5V單電源下，并假設輸入信號采用AC耦合。如果輸入DC電平偏置水平能與電源電壓和放大器的輸入共模電壓范圍兼容，輸入信號就可能采用DC耦合。
設計Butterworth有源視頻濾波器

該濾波器有兩級，每一級都由一個FHP3230運算放大器來實現(因此整個濾波器需要一個雙運算放大器器件)。每級各提供兩個極點，以構成完整的4階濾波器。有很多種方法來選擇這種濾波器的元件值。在本文的例子中，第一級為單位增益，Q值為0.54；第二級的增益為+2，Q值為1.3。這些Q值可形成一個Butterworth濾波器。為確保濾波器在整個視頻頻段內的平坦性，取截止頻率fo為6MHz。這將導致整個Butterworth波形在5MHz頻率時的增益為-1dB。

電容應足夠大，這樣PCB的寄生電容才不至于影響電容值。但電容也不能太大，否則電阻值將會很小，以致放大器將難以驅動如此小的電阻。PCB的寄生電容在短走線的情況下約為1pF(制造PCB的材料直接影響寄生電容大小)。如果以18pF作為電容元件的基本量級，我們就能將寄生電容的影響降到最低。

以下是一級Sallen-Key濾波器的轉換函數：

圖1中每一濾波級的轉換函數都可由上式表示，只需用額外的下標(a或b)來區分不同的濾波級(例如將方程中R1替換成R1a或R1b等)。

以下為轉換函數中的一些關鍵參數：

K=1+R4/R3或K＝1(對于第一級的情況)。

這些等式并不是最有效的形式。例如，已知fo和Q值，希望找出最佳的電阻值和電容值。目前有許多種電阻和電容值的不同組合方案可以定義濾波整形，為了簡化選擇，可以將電阻和電容表示成某個公共值的比例因子，即：

R1＝R×a、R2＝R、C1＝C和C2＝C×b。其中C＝18pF。

進行替換后，可以得到：

設計濾波器第一級

如果第一級中采用的電容值相同，而該級是單位增益級，因此最高Q值只能達到0.5。又因為要求的Q值為0.54，所以第一級的電容絕對不能等值。這就需要選用一個大于18pF的標準電容，而22pF的電容就剛好符合要求。當然還有許多其它的電容值也十分合適。這樣，第一級的比例因子b為22/18(即1.22)，而第一級的比例因子K為1，從而可得：

由于已知Q＝0.54，則可從上式求解出a，得a＝1.53。

基于比例因子a，可從截止頻率fo的等式中求解出R值：

將fo＝6MHz代入上式，得到：R＝1,079Ω、R1＝1,650Ω、R2＝1,079Ω。

最接近(1%)標準電阻的值為：R1＝1.65kΩ、R2＝1.07kΩ。

設計濾波器第二級

第二級放大器的增益為+2，因此可使用等值的電容(盡管其Q值更高)。假設C1＝C2＝C＝18pF，同樣將電阻值表示為一個比例因子a，即：

R1＝R×a和R2＝R。

可以得到：

由于已知第二級的Q＝1.3，可從上式求解出a，得a＝1.69。將fo＝6MHz代入截止頻率fo的等式，解出R值：R＝1,134Ω，R1＝1,916Ω，R2＝1,134Ω。最接近(1%)標準電阻的值為：R1＝1.91kΩ，R2＝1.1kΩ。

調整有源濾波器以適應放大器增益帶寬

從以上等式導出的元件值有一個問題，即它們都假設運算放大器的帶寬是無限的(如果存在這樣的運算放大器，肯定會非常昂貴)。利用前面導出的元件值來構建濾波器電路，會發現該電路在0.6dB增益時出現峰值，而在增益為-3dB時帶寬大約減少18%。因此，必須調整這些元件值，以補償放大器中的相移延遲。所幸這一調整過程非常簡單。

首先，測出構建的電路在-3dB下的帶寬。然后，根據實際測量帶寬與期望帶寬之比，調整全部四個濾波器電阻(R1a、R2a、R1b、R2b)，即：

這里

按這種方式調整電阻將改變濾波器頻率，但對Q值不會有太大影響。表1為測量電路后計算出的電阻值。

表1：測量電路后計算出的電阻值

將電路中的電阻變為根據電路計算出來的調整值(針對具體的電路，這些值可能會有差異)。改變電阻值后，再測量帶寬。現在的帶寬將會更接近要求，但可能也不完全正確，不過對此無需擔心。濾波器的峰值可能會比之前略大一些，但這并不會造成問題。

其次，調整峰值(即Q值)。濾波器中幾乎所有的峰值都是由第二級所產生，因為該級的Q值和增益都更高(回路傳輸更小，帶寬更窄)，因此，我們將Q值的調整集中在該級上。可通過減小R1b電阻來調整峰值。先減小約20%，如果仍然出現峰值，則進一步減小阻值。如果阻值減小引起的頻率響應太大，則應適當增加阻值。一個可使濾波器頻率響應波形最接近Butterworth濾波器的好辦法是，觀察-1dB處的頻率并調整R1b，直到-1dB處的頻率為5MHz(當達到該值時，頻率響應波形應當干凈、平坦)。通過將R1b值從1.58kΩ減小到1.24kΩ，使得濾波電路中的頻率響應波形與一個理想的Butterworth濾波器非常匹配。表2為電路中采用的最終電阻值。

表2：電路中采用的最終電阻值

調整峰值后(電阻值應基于測量結果，不必非得與表2中的阻值相同)，-3dB處的頻率將接近期望值6MHz。圖2所示為電路中測量出的頻率響應曲線，圖中同時給出了初始頻率響應、調整頻率后的結果、調整峰值后的結果(最終電路)以及理想Butterworth濾波器的頻率響應。

圖2：電路中測量出的頻率響應曲線，包括初始頻率響應、調整頻率后的結果、調整峰值后的結果以及理想Butterworth濾波器的頻率響應。

濾波器性能

該濾波器的頻率響應測量結果如圖2所示(即調整峰值后的結果，用紅色曲線表示)，圖2中也同時給出了一個理想的6MHz Butterworth濾波器的頻率響應曲線(綠色曲線)。該頻率響應結果是在用本文方法構建的電路上測出的。如圖所示，該濾波器在視頻頻段內幾乎不出現峰值、平坦度好，并且阻帶抑制效果好。微分增益和相位同樣也很不錯。表3概括了該濾波電路的性能細節。

表3：一個理想的6MHz Butterworth濾波電路的性能細節

源阻抗和負載阻抗

這款濾波器在源阻抗為100Ω時工作良好。如果源阻抗更高，那么必須在計算第一個電阻(R1a)的阻值時將其作為考慮因數。例如，若源阻抗為150Ω，就要根據這個阻抗減小R1a的阻值。

圖1中濾波器的增益為+2V/V，用于驅動以串聯輸出電阻(圖中為75Ω)端接的線路，從而提供后端終接。后端終接將信號一分為二，這樣從輸入到線纜遠端視頻負載的總增益就變成+1V/V。

電路布局

元件之間應盡可能靠近并采用短走線。保持運算放大器的輸入短走線比輸出短走線更加重要。注意：要去掉運算放大器輸入端附近的接地銅層，以減小電路板寄生電容。倒相輸入附近的寄生電容會導致運算放大器出現峰值，而若寄生電容靠近非倒相輸入，則會給濾波器增加額外的電容，從而改變濾波器的頻率響應波形和帶寬。

本文小結

采用現代高速運算放大器來實現用于標準清晰度視頻系統的有源濾波器時，其設計和調整非常簡單，采用有源濾波器來替代無源濾波器能節省設計時間和成本，同時大幅提高最終產品的性能。