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基于驅動信號同步的串聯IGBT動態均壓電路設計

 絕緣柵雙極晶體管IGBT( Insulated Gate Bipolar Transistor)綜合了GTR和MOSFET的優點，具有通流能力強、開關速度快、輸入阻抗高、熱穩定性好和驅動簡單的優點，作為半導體電力開關具有明顯的優勢。目前，IGBT的耐壓等級達到幾十千伏，但因其價格昂貴，限制了單個IGBT在大功率高電壓場合的廣泛應用。文獻將耐壓等級低的多個IGBT串聯使用，不僅提高了功率變換器的電壓等級，降低了成本，而且減小了開關損耗。
  然而，在IGBT串聯使用中存在的主要問題是驅動信號不同步引起串入的IGBT集射極電壓不均衡問題，嚴重時會造成某個器件上出現過電壓而損壞。為了保證IGBT在開關狀態改變的瞬態和其進入穩定工作狀態后合理的電壓均衡，學者提出大量的靜態和動態電壓均衡措施。靜態電壓均衡可以通過每個器件兩端并聯一個均壓電阻來實現。而動態電壓均衡是IGBT串聯均壓技術研究的難點。為此，國內外提出了很多動態均壓電路: 無源緩沖電路、端電壓鉗位電路、柵極電壓控制、柵極電流控制和柵極驅動信號延時調整。
  使用同步變壓器將驅動同步的方法具有良好的均壓效果，并且沒有影響IGBT的快速性。但由于同步變壓器的設計的局限性，很難使得驅動信號完全同步，出現了一定的電壓不均衡現象，隨著器件承受電壓的增加，電壓不均衡加劇，嚴重時同樣會造成器件因過電壓而損壞。因此，文本結合同步變壓器均壓電路和端電壓鉗位均壓電路的優點，提出一種基于驅動信號
同步的動態均壓電路，并基于該方法進行了仿真研究。
 
  1. 串聯IGBT的動態均壓技術
  1.1 基于驅動信號同步的均壓電路工作原理
  為了實現串聯IGBT動態均壓控制，引入圖1 所示的同步變壓器，將驅動信號相互耦合在一個磁芯上實現驅動同步。圖中T是同步變壓器，兩個繞組變比為1：1，這個變壓器連接在驅動單元GDU₁、GDU₂和Q₁、Q₂之間，將兩路驅動信號耦合。

圖1 基于驅動信號同步的串聯IGBT均壓電路

 
  假設驅動信號GDU₁要快于GDU₂，用ΔT 表示驅動信號之間的時間差。開通時，若無均壓電路，Q₁先于Q₂開通，則在ΔT 時間內，Q₂仍然處于關斷狀態，電源電壓VDC全部加在Q₂上，出現電壓不均衡現象。關斷時，Q₁先關斷，電源電壓VDC全部加在Q₁上，出現電壓不均衡現象。
  引入同步變壓器后，Q₁導通時，同步變壓器一次側感應出電壓VT₁，由于磁耦合作用，則在另一次也產生相應的感應電壓VT₂，這就相當于GDU₁同時向兩個IGBT發送驅動信號，從而使兩個IGBT開關動作一致。Q₁關斷時，同理可知。
  然而，由于IGBT柵射極間電容的非線性，設計出完全耦合驅動信號的同步變壓器十分困難，這樣勢必會影響均壓效果。器件在關斷前不受靜態均壓電阻的影響，因此關斷瞬態的電壓不均比開通瞬態的電壓不均明顯。為了防止關斷瞬間二次電壓不均引起的過電壓，引入圖1所示的由快恢復二極管和齊納二極管組成的端電壓鉗位電路。快恢復二極管保證了電流單向流動，齊納二極管決定了鉗位控制的啟動閾值。當器件集射極電壓超過齊納二極管的閾值，反饋電流流過快恢復二極管和齊納二極管，注入柵極，使得集射極電壓被鉗位于某一閾值。可以說，端電壓鉗位電路改善了同步變壓器的均壓效果，增加了串聯IGBT的可靠性。
 
  1.2 同步變壓器的設計
  為了達到良好的動態均壓效果，同步變壓器中激磁電感和漏感的選擇十分重要。Q₁導通而Q₂關斷的ΔT_on時間內，圖1的等效電路如圖2所示。

 
Lm——同步變壓器激磁電感;
L_s1、L_s2——同步變壓器漏感;
i_m——激磁電感上流過的電流;
i_g——驅動電源輸出電流;
R_g——柵極電阻;
C_ies1、C_ies2——柵射極輸入電容( Q₁、Q₂) ;
V_F、V_R——驅動電壓(正偏壓、負偏壓) 。
圖2 等效電路圖

 
  (1) 激磁電感L_m的計算
  i_g+ i_m和i_g分別向柵射極輸入電容C_ies1和C_ies2充電。假設C_ies1和C_ies2都與C_ies相等，則Q₁、Q₂驅動電壓V_g1、V_g2之間的電壓差ΔV_g，即是i_m在ΔT_on時間內造成柵射極輸入電容C_ies1和C_ies2之間的電壓差:

  其中，ΔQ_m是在ΔT_on時間內向C_ies1充電的電荷量，i_mp是i_m的最大值，V_T1是同步變壓器一次側的感應電壓。
                   
  在時間ΔT_on內，V_T≈V，V為驅動電源電壓。假定ΔV_g≤V/100，得同步變壓器激磁電感L_m的設計指標為:

 
  (2) 漏感Ls的計算
在ΔT_on時間之后，Q₂驅動信號由VR翻轉為VF，這時Q₁、Q₂都導通，柵射極間輸入電容C_ies1、C_ies2上的電壓分別由其驅動電路的電流i_g1、i_g2決定，驅動電路對稱，i_g1= i_g2，VT₁=VT₂= 0。漏感L_s1、L_s2為驅動線路的寄生電感，由于等效電路呈容性，會引起電路振蕩，為防止IGBT柵射極出現過電壓而擊穿，要求驅動電路的品質因數滿足:

  2. 仿真驗證
  為驗證上述均壓電路的有效性，利用Saber仿真軟件建立IGBT串聯動態均壓的仿真電路。本仿真中采用2個IGBT的型號為IRG4BC30K，其最大集射極間電壓V_ces為600V，輸入電容C_ies為920 pF。柵極驅動電阻R_g為50Ω; 均壓電阻R₁、R₂為240kΩ; 兩路驅動信號頻率fs為10 kHz; 占空比D為0.4; 輸出電流I_out為10 A。假設驅動信號GDU₁、GDU₂相差200ns; 由式(7)、(10)選擇同步變壓器激磁電感Lm為2200μH，漏感L_s1、L_s2為1μH。
  下面具體仿真分析以下4種情況下，Q₁、Q₂開通與關斷的動態均壓情況。
  ( 1) 電源電壓600V，無動態均壓電路情況
  圖3 為GDU₁比GDU₂延遲200ns 開通時，Q₁、Q₂的驅動電流和開通瞬間的波形。圖3可知，Q₁先于Q₂開通200 ns，先開通的Q₁集射極電壓V_ce1迅速由額定電壓下降為飽和壓降，此時Q₂還處于關斷狀態，Q₂集射極電壓V_ce2迅速由額定電壓上升為電源電壓，極易造成Q₂因過電壓而損壞。

圖3 無均壓電路時Q₁、Q₂的開通驅動電流和集射極電壓 

 
  圖4為GDU₁比GDU₂延遲200ns 關斷時，Q₁、Q₂的驅動電流和關斷瞬間的波形。由圖4可知，Q₁先于Q₂關斷200ns，先關斷的Q₁集射極電壓V_ce1迅速由飽和壓降上升為電源電壓，極易造成Q₁因過電壓而損壞。

圖4 無均壓電路時Q₁、Q₂的關斷驅動電流和集射極電壓

 
  (2)電源電壓600V，僅帶同步變壓器的動態均壓電路情況
  圖5 為GDU₂比GDU₁延遲200ns 開通時，Q₁、Q₂的驅動電流和開通瞬間的波形。加入同步變壓器后，雖然GDU₂比GDU₁延遲200ns 開通，但由圖5可知，同步變壓器將Q₁、Q₂的驅動信號耦合在一起，使i_g1、i_g2保持同步，從而保證Q₁、Q₂在開通瞬間電壓均衡，使器件處于安全工作區。

圖5 僅帶同步變壓器時Q₁、Q₂的開通驅動電流和集射極電壓

 
  圖6 為GDU₂比GDU₁延遲200 ns 關斷時，Q₁、Q₂的驅動電流和關斷瞬間的波形。加入同步變壓器后，雖然GDU₂比GDU₁延遲200 ns 關斷，但由圖6可知，同步變壓器將Q₁、Q₂的驅動信號耦合在一起，使i_g1、i_g2保持同步。由于IGBT柵射極間電容的非線性，同步變壓器保持驅動信號的完全同步卻很困難。特別是在關斷瞬間，Q₁、Q₂在關斷瞬間出現輕微的電壓不均衡，其集射極電壓V_ce1為330V，最大集射極尖峰電壓為靜態均壓值的10 %，此時器件仍處于安全工作區。

圖6 僅帶同步變壓器時Q₁、Q₂的關斷驅動電流和集射極電壓

 
  (3)電源電壓800V，僅帶同步變壓器的動態均壓電路情況
  圖7為GDU₂比GDU₁延遲200 ns 開通和關斷時，Q₁、Q₂的驅動電流和開關瞬間的波形。由圖7可知，同步變壓器將Q₁、Q₂的驅動信號耦合在一起，使i_g1、i_g2保持同步，達到一定的均壓效果。但隨著器件所承受電壓的增大，在電源電壓為800V 情況下，輕微的驅動信號不完全同步卻使Q₁在關斷瞬間，其集射極電壓V_ce1高達600V，最大集射極尖峰電壓為靜態均壓值的50%，此時則很難保證器件處于安全工作區。

圖7 僅帶同步變壓器時Q₁、Q₂的開關瞬態的驅動電流和集射極電壓

 
  (4)電源電壓800V，鉗位電壓440V，帶同步變壓器和端電壓鉗位動態均壓電路情況
  圖8為GDU₂比GDU₁延遲200ns開通和關斷時，Q₁、Q₂的驅動電流和開關瞬間的波形。由圖8可知，同步變壓器將Q₁、Q₂的驅動信號耦合在一起，使i_g1、i_g2保持同步。在關斷瞬間，驅動電流i_g1突然升高并降低，這是由于此時Q₁集射極電壓超過齊納二極管的閾值，反饋電流流過快恢復二極管和齊納二極管，注入柵極，使得集射極電壓被鉗位于440V，最大集射極尖峰電壓為靜態均壓值的10%，使得Q₁、Q₂處于安全工作區。

圖8 帶同步變壓器時和端電壓鉗位電路時Q₁、Q₂

 
  3. 結束語
  本文在研究和分析國內外IGBT串聯動態均壓技術的基礎上，采用將驅動信號同步技術和端電壓鉗位技術結合的均壓電路，通過仿真驗證了基于驅動信號同步的均壓電路在IGBT串聯電路中能有效地使IGBT電壓均衡。同步變壓器將驅動信號同步，其響應速度快，端電壓鉗位電路能夠使開關瞬態的過電壓≤10 %，防止了過電壓的發生，有效降低了串聯IGBT的電壓不均衡。故該方法能夠很好地使串入電路的IGBT均壓。