師都是通過提升電源電壓和工作電流來提高設(shè)備的運(yùn)行速度和動態(tài)范圍,但在能源效率意識愈強(qiáng)的今天這一方法已很難達(dá)到最佳的效果。現(xiàn)今,設(shè)計(jì)者不僅追求更高的工作頻率、可用帶寬、噪聲性能和動態(tài)范圍,還要同時(shí)保證設(shè)備的功耗不變甚至更低。
圖1. 完整的參考設(shè)計(jì)電路板,當(dāng)中包含有ADC、全差分放大器和時(shí)鐘調(diào)整器電路。
為特定組件度身訂造的工藝技術(shù)
nded wafer)上采用深槽技術(shù)實(shí)現(xiàn)完全的介質(zhì)隔離以及優(yōu)化的高速放大器性能。鍵合晶圓采用的深槽技術(shù)可盡量降低寄生電容,優(yōu)化功率/帶寬性能、降低失真并使裸片的體積更小。采用高性能NPN和PNP晶體管的互補(bǔ)雙極晶體管設(shè)計(jì)可以為現(xiàn)今的高速放大器帶來最優(yōu)的性能組合,包括高帶寬、低功耗、低電源電壓、大輸出擺幅、高輸出電流和低失真。對于雙極晶體管來說,最常用的AC品質(zhì)因素是過渡頻率(FT),在這頻率下共發(fā)射極電流增益下降到單位級。在VCE=5V下,VIP 10 NPN和PNP的FT分別為9GHz和8GHz,大約比同類競爭的工藝高出50%。晶體管的高FT意味著在既定工作點(diǎn)下其發(fā)射極-基極擴(kuò)散電容值會很低。配合VIP 10晶體管,美國國家半導(dǎo)體可以設(shè)計(jì)出帶寬超過1GHz 或帶寬在100MHz 范圍以內(nèi)的放大器,而且其功耗可以非常低。因?yàn)閿U(kuò)散和寄生電容同時(shí)被大幅削減后,內(nèi)部級在很低的工作電流下也會出現(xiàn)低相位位移。對于某些雙極工藝來說,FT可以在較低電壓下大幅地下降,但若采用VIP 10工藝,那即使Vce=1V,FT都可維持在高水平:NPN可達(dá)7GHz而PNP可達(dá)5GHz。下面的公式1表示出一個(gè)雙極晶體管的過渡頻率是如何計(jì)算出來。
te 是發(fā)射極電容、q是電子的單位電荷、IC 是集電極電流、WB是基帶帶寬、μB是電子移動性、rcs是集電極電阻、Ccb 是集電極電容、Xs 是集電極空間電荷區(qū)的寬度,而vx則是集電極空間電荷區(qū)的飽和速度。
創(chuàng)新的技術(shù)
SMC、UMC、Synopsys等支持,這項(xiàng)技術(shù)可應(yīng)用到任何CMOS工藝,而且設(shè)計(jì)工具和流程都已標(biāo)準(zhǔn)化,可配合任何的操作系統(tǒng)或應(yīng)用,實(shí)現(xiàn)最優(yōu)的能源效率。
建立一個(gè)完整的模擬系統(tǒng)
ADC14DS105KARB接收器參考設(shè)計(jì)板
圖2. 參考設(shè)計(jì)板的框圖。
示波器的前端電路等非常廣泛的領(lǐng)域。
F1, RF2),便可提供有超強(qiáng)增益平坦度和噪聲性能的增益和帶寬獨(dú)立性。在大多數(shù)的應(yīng)用中,RF1都被設(shè)置成等于RF2,因此增益是由RF/RG的比例來決定。
F都會對穩(wěn)定性構(gòu)成影響。在許可的情況下,反饋電阻器還可以調(diào)整頻率響應(yīng)。
低通濾波器。"/>
圖4. LMH6552電路和5階低通濾波器。
p-p,并在放大器的輸出處產(chǎn)生出2Vp-p。這里建議放大器最好由一個(gè)雙電源軌來供電(+/- 5VDC)。在VCCAA- 和VCCAB-處設(shè)置跳線,電路板就可在單電源模式下工作,詳細(xì)信息可參考LMH6552數(shù)據(jù)表中有關(guān)LMH6552單電源工作的部分。要獲得最佳的失真性能(最佳SFDR),建議采用一個(gè)低噪聲信號發(fā)生器來驅(qū)動評估板的信號輸入,而信號發(fā)生器的輸出應(yīng)該經(jīng)過帶通濾波以抑制由信號發(fā)生器引入的諧波失真,以及容許進(jìn)行精確的噪聲和失真性能測量。然而,跟隨在LMH6552之后的43MHz的5階低通濾波器可過濾信號發(fā)生器的寬帶噪聲,從而進(jìn)一步改善ADC的噪聲性能。濾波器輸出會被模/數(shù)轉(zhuǎn)換器采樣。
圖5. LMK02000的相位噪聲性能。
圖6. 典型SFDR和SNR性能與輸入頻率的關(guān)系。
帶通濾波器和ADC的結(jié)合通道響應(yīng)。請注意圖中最佳的動態(tài)性能和通道間的匹配性。
作者:
Paul McCormack
資深產(chǎn)品應(yīng)用工程師
美國國家半導(dǎo)體公司
