【導讀】近來，LLC拓撲以其高效，高功率密度受到廣大電源設計工程師的青睞，但是這種軟開關拓撲對MOSFET的要求卻超過了以往任何一種硬開關拓撲。特別是在電源啟機，動態負載，過載，短路等情況下。CoolMOS 以其快恢復體二極管，低Qg 和Coss能夠完全滿足這些需求并大大提升電源系統的可靠性。

近來，LLC拓撲以其高效，高功率密度受到廣大電源設計工程師的青睞，但是這種軟開關拓撲對MOSFET的要求卻超過了以往任何一種硬開關拓撲。特別是在電源啟機，動態負載，過載，短路等情況下。CoolMOS 以其快恢復體二極管，低Qg 和Coss能夠完全滿足這些需求并大大提升電源系統的可靠性。

一、摘要

長期以來， 提升電源系統功率密度，效率以及系統的可靠性一直是研發人員面臨的重大課題。 提升電源的開關頻率是其中的方法之一， 但是頻率的提升會影響到功率器件的開關損耗，使得提升頻率對硬開關拓撲來說效果并不十分明顯，硬開關拓撲已經達到了它的設計瓶頸。而此時，軟開關拓撲，如LLC拓撲以其獨具的特點受到廣大設計工程師的追捧。但是，這種拓撲卻對功率器件提出了新的要求。

二、LLC 電路的特點

LLC 拓撲的以下特點使其廣泛的應用于各種開關電源之中：

1.LLC 轉換器可以在寬負載范圍內實現零電壓開關；

2.能夠在輸入電壓和負載大范圍變化的情況下調節輸出，同時開關頻率變化相對很?。?/span>

3.采用頻率控制，上下管的占空比都為50％；

4.減小次級同步整流MOSFET的電壓應力，可以采用更低的電壓MOSFET從而減少成本；

5.無需輸出電感，可以進一步降低系統成本；

6.采用更低電壓的同步整流MOSFET， 可以進一步提升效率。

三、LLC 電路的結構及原理

圖1和圖2分別給出了LLC諧振變換器的典型線路和工作波形。如圖1所示LLC轉換器包括兩個功率MOSFET（Q1和Q2），其占空比都為0.5；諧振電容Cr，副邊匝數相等的中心抽頭變壓器Tr，等效電感Lr，勵磁電感Lm，全波整流二極管D1和D2以及輸出電容Co。

圖1 LLC諧振變換器的典型線路

圖2 LLC諧振變換器的工作波形

而LLC有兩個諧振頻率，Cr， Lr 決定諧振頻率fr1； 而Lm， Lr， Cr決定諧振頻率fr2。

系統的負載變化時會造成系統工作頻率的變化，當負載增加時， MOSFET開關頻率減小， 當負載減小時，開關頻率增大。

3.1 LLC諧振變換器的工作時序 

LLC變換器的穩態工作原理如下：

1）〔t1，t2〕

Q1關斷，Q2開通，電感Lr和Cr進行諧振，次級D1關斷，D2開通，二極管D1約為兩倍輸出電壓，此時能量從Cr， Lr轉換至次級。直到Q2關斷。

2）〔t2，t3〕

Q1和Q2同時關斷，此時處于死區時間， 此時電感Lr， Lm電流給Q2的輸出電容充電，給Q1的輸出電容放電直到Q2輸出電容的電壓等于Vin．

次級D1和D2關斷 Vd1＝Vd2＝0， 當Q1開通時該相位結束。

3）〔t3，t4〕

Q1導通，Q2關斷。D1導通， D2關斷， 此時Vd2＝2Vout

 Cr和Lr諧振在fr1， 此時Ls的電流通過Q1返回到Vin，直到Lr的電流為零次相位結束。

4）〔t4，t5〕

Q1導通， Q2關斷， D1導通， D2關斷，Vd2＝2Vout

 Cr和Lr諧振在fr1， Lr的電流反向通過Q1流回功率地。 能量從輸入轉換到次級，直到Q1關斷該相位結束

5）〔t5，t6）

Q1，Q2同時關斷， D1，D2關斷， 原邊電流I（Lr＋Lm）給Q1的Coss充電， 給Coss2放電， 直到Q2的Coss電壓為零。 此時Q2二極管開始導通。 Q2開通時相位結束。

6）〔t6，t7〕

Q1關斷，Q2導通，D1關斷， D2 開通，Cr和Ls諧振在頻率fr1， Lr 電流經Q2回到地。 當Lr電流為零時相位結束。

3.2 LLC諧振轉換器異常狀態分析 

以上描述都是LLC工作在諧振模式， 接下來我們分析LLC轉換器在啟機， 短路， 動態負載下的工作情況。

3.2.1 啟機狀態分析 

通過LLC 仿真我們得到如圖3所示的波形，在啟機第一個開關周期，上下管會同時出現一個短暫的峰值電流Ids1 和Ids2． 由于MOSFET Q1開通時會給下管Q2的輸出電容Coss充電，當Vds為高電平時充電結束。而峰值電流Ids1和Ids2也正是由于Vin通過MOSFET Q1 給Q2 結電容Coss的充電而產生。

圖3 LLC 仿真波形

我們將焦點放在第二個開關周期時如圖4，我們發現此時也會出現跟第一個開關周期類似的尖峰電流，而且峰值會更高，同時MOSFET Q2 Vds也出現一個很高的dv／dt峰值電壓。那么這個峰值電流的是否仍然是Coss引起的呢？ 我們來做進一步的研究。

圖4 第二個開關周期波形圖

對MOSFET結構有一定了解的工程師都知道，MOSFET不同于IGBT，在MOSFET內部其實寄生有一個體二極管，跟普通二極管一樣在截止過程中都需要中和載流子才能反向恢復， 而只有二極管兩端加上反向電壓才能夠使這個反向恢復快速完成， 而反向恢復所需的能量跟二極管的電荷量Qrr相關， 而體二極管的反向恢復同樣需要在體二極管兩端加上一個反向電壓。在啟機時加在二極管兩端的電壓Vd＝Id2 x Ron。而Id2在啟機時幾乎為零，而二極管在Vd較低時需要很長的時間來進行反向恢復。如果死區時間設置不夠，如圖5所示高的dv／dt會直接觸發MOSFET內的BJT從而擊穿MOSFET。

圖5

通過實際的測試，我們可以重復到類似的波形，第二個開關周期產生遠比第一個開關周期高的峰值電流，同時當MOSFET在啟機的時dv／dt高118，4V／ns。而Vds電壓更是超出了600V的最大值。MOSFET在啟機時存在風險。

圖6

3.2.2 異常狀態分析 

下面我們繼續分析在負載劇烈變化時，對LLC拓撲來說存在那些潛在的風險。

在負載劇烈變化時，如短路，動態負載等狀態時，LLC電路的關鍵器件MOSFET同樣也面臨著挑戰。

通常負載變化時LLC 都會經歷以下3個狀態。我們稱之為硬關斷，而右圖中我們可以比較在這3個時序當中，傳統MOSFET和CoolMOS內部載流子變化的不同， 以及對MOSFET帶來的風險。

時序1，Q2零電壓開通，反向電流經過MOSFET和體二極管，此時次級二極管D2開通，D1關段。

－傳統MOSFET此時電子電流經溝道區，從而減少空穴數量

－CoolMOS此時同傳統MOSFET一樣電子電流經溝道，穴減少，不同的是此時CoolMOS 的P井結構開始建立。

時序2，Q1和Q2同時關斷，反向電流經過MOSFETQ2體二極管。

Q1和Q2關斷時對于傳統MOSFET和CoolMOS來說內部電子和空穴路徑和流向并沒有太大的區別。

時序3，Q1此時開始導通，由于負載的變化，此時MOSFET Q2的體二極管需要很長的時間來反向恢復。當二極管反向恢復沒有完成時MOSFET Q2出現硬關斷， 此時Q1開通，加在Q2體二極管上的電壓會在二極管形成一個大電流從而觸發MOSFET內部的BJT造成雪崩。

－傳統MOSFET此時載流子抽出，此時電子聚集在PN節周圍， 空穴電流擁堵在PN節邊緣。

－CoolMOS的電子電流和空穴電流各行其道， 此時空穴電流在已建立好的P井結構中流動，并無電子擁堵現象。

綜上， 當LLC電路出現過載，短路，動態負載等條件下， 一旦二極管在死區時間不能及時反向恢復， 產生的巨大的復合電流會觸發MOSFET內部的BJT使MOSFET失效。

有的 CoolMOS采用Super Juction結構， 這種結構在MOSFET硬關斷的狀態下， 載流子會沿垂直構建的P井中復合， 基本上沒有側向電流， 大大減少觸發BJT的機會。

四、如何更容易實現ZVS

通過以上的分析，可以看到增加MOSFET的死區時間，可以提供足夠的二極管反向恢復時間同時降低高dv/dt， di/dt 對LLC電路造成的風險。但是增加死區時間是唯一的選擇么？下面我們進一步分析如何夠降低風險提升系統效率。

圖7

對于LLC 電路來說死區時間的初始電流為：

而LLC能夠實現ZVS必須滿足：

而最小勵磁電感為：

根據以上3個等式，我們可以通過以下三種方式讓LLC實現ZVS：

第一， 增加Ipk；

第二， 增加死區時間；

第三， 減小等效電容Ceq即Coss。

從以上幾種狀況，我們不難分析出。增加Ipk會增加電感尺寸以及成本，增加死區時間會降低正常工作時的電壓，而最好的選擇無疑是減小Coss，因為減小無須對電路做任何調整，只需要換上一個Coss相對較小MOSFET即可。

五、結論

LLC 拓撲廣泛的應用于各種開關電源當中，而這種拓撲在提升效率的同時也對MOSFET提出了新的要求。不同于硬開關拓撲，軟開關LLC諧振拓撲，不僅僅對MOSFET的導通電阻（導通損耗），Qg（開關損耗）有要求，同時對于如何能夠有效的實現軟開關，如何降低失效率，提升系統可靠性，降低系統的成本有更高的要求。CoolMOS，具有快速的體二極管，低Coss，有的可高達650V的擊穿電壓，使LLC拓撲開關電源具有更高的效率和可靠性。

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