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引言

當前,新能源發電裝機容量快速增長,而用于儲能系統的電池在出廠前需要進行大量充放電測試。電阻箱僅能模擬電阻負載,且電阻不能連續可調。能耗型電子負載為了散熱,需集成大量風扇,其體積、重量、噪聲都較大。能饋型電子負載既能通過控制流過功率器件的電流實現負載模擬,完成各類測試,同時還能夠通過逆變器將能量回饋到電網中,大大提高能源利用率,降低測試過程中的碳排放。

文獻提出了Cuk＋逆變的結構,前級Cuk模擬負載控制電流,后級逆變實現并網,結構簡單,效率高,實現了兩級式能饋型電子負載。文獻加入移相全橋,實現高頻電氣隔離,但負載較輕時,變壓器原邊漏感提供的能量不能實現零電壓開通(Zero Voltage switching,ZVS）,副邊二極管不能零電流關斷(Zero Current Switching,ZCS）。

針對電子負載DC-AC部分,T型逆變器最早由Conergy公司的P.Knaup在2007年以專利形式提出。相較于其他三電平逆變器,T型逆變器減少了鉗位二極管、分壓電容的使用,功率密度有極大提升:但上下半周的器件參數不完全一致,電網波動等因素都會導致輸入電壓不均,使逆變器輸出低次諧波,且輸入側電容電壓波動大,縮短了逆變器的使用壽命。

文獻針對一種電流控制型半橋三電平變換器,提出了一種電壓平衡控制方案,但該方案需要額外增加一個變壓器和兩個二極管。文獻研究了中點電流與注入的零序電壓的關系,提出了兩種電位平衡算法一搜索優化法和插值法:文獻分析了中點電位波動情況,分扇區研究了電壓平衡控制原理,文獻和主要是針對三相逆變器。文獻分析了電流控制型三電平半橋逆變器的中點電位不平衡機理,從控制電感電流初始角度和采用準PR調節的角度,改善均壓。

因此,本文需要設計一種控制方案,一方面實現T型三電平逆變器中點電位平衡,另一方面分析該控制方案與并網電流諧波的關系,以避免在控制均壓的同時額外引入諧波。

第三代寬禁帶半導體siC器件擁有更高的禁帶寬度,能夠承受更高的電壓導通電阻,寄生電容較小,有利于減小導通、開關損耗,提高開關速度,但提高開關速度的同時,會出現驅動電壓存在過沖和振蕩的問題,可能導致器件損壞。文獻提出通過閉環控制門極電流大小,從而控制驅動電壓、電流變化率,引入了延時補償,但難以應用于開關頻率較高的場合。文獻分析了siCM0sFET模塊對驅動電路的特殊要求,通過實驗研究了不同驅動電阻對開關特性的影響,實驗表明,驅動電阻越小,柵極電壓過沖及振蕩越大。文獻為了抑制柵極電壓的振蕩,在柵源極間并聯電容,對抑制振蕩有效果,但額外的電容導致柵源間電荷增大,開關時間變長,損耗增大。文獻在關斷時通過晶體管將柵極連接到負電源,從而抑制柵極電壓振蕩,但siC器件負壓通常可選范圍較小。

1三級式能饋型電子負載拓撲

表1給出了電子負載的設計指標要求,即輸入電壓范圍寬、功率大,效率和THD要求高,且需要高頻隔離。

本文提出了一種三級式能饋型電子負載,如圖1所示。前級BoosT電路應對寬輸入電壓范圍,將低電壓升高以符合并網要求,并控制輸入電流,模擬負載功能。11C-DCx工作在固定頻率,能夠實現原邊開關管ZVs與副邊二極管ZCs,實現高效率和高頻隔離。后級母線Vbus2電壓較高,為了降低器件應力,并提高并網質量,選用T型三電平逆變器。

由于T型逆變器工作頻率為15kHz,且并網電流較大,選用IGBT器件,其在大電流時有較低的導通壓降,能有效降低逆變器的損耗,提高并網效率。

為了減小DC-DC變換器中磁性元件的體積以提高功率密度,前級選用高開關頻率。BoosT工作頻率為150kHz,11C-DCx工作頻率為250kHz。第三代寬禁帶半導體siC器件擁有更高的禁帶寬度,能承受更高的電壓,輻照可靠性更高,導通電阻、寄生電容較小,有利于減小導通、開關損耗,提高開關速度,因此BoosT和11C-DCx變換器中均選用siCMosFET器件。

2基于可變電阻抑制超調的SiC驅動設計

2.1驅動回路拓撲與開通過程

本節以siCMosFET驅動為例,提出了一種變驅動電阻抑制超調的驅動方案。驅動硬件電路如圖2(a）所示,其中Vgs為驅動電源,Rg為外接驅動電阻,1g為回路感抗,Rg(int）為siC器件內部柵極電阻,CGs、CGD、CDs分別為柵源、柵漏、漏源間寄生結電容,D為寄生等效反并二極管。siC器件的開通過程如圖2(b）所示,開通前驅動電壓為負壓Vgs-,當,Gs>Vgs(th）時,漏源電流iDs開始上升,之后,Gs達到米勒平臺電壓Vmi11er,結電容CGD開始放電,,Ds下降,此時,Gs保持不變,在,Ds下降到0后,米勒平臺結束,,Gs繼續上升至驅動電壓Vgs＋。

2.2所提變電阻驅動設計方案

根據引言中的分析,若驅動電阻Rg較大,則驅動電流小,開關時間長,損耗大:若Rg較小,則,Gs過沖大,引起的振蕩幅度也較大,不僅會增加器件的開關損耗,加劇電磁干擾,還可能導致器件誤動作,而驅動電壓超過閾值,易引起器件損壞。這使得驅動電阻設計需要折衷考慮,存在難度。

siCMosFET理想開通過程為:,Gs較小時,選用小驅動電阻,縮短充電時間:,Gs較大時,選用大驅動電阻,抑制電壓的超調與振蕩。據此,本文設計了一種變電阻的驅動方案,其電路圖如圖3所示。

由于數字控制的計算存在延遲,高頻開關時,微小的延遲都將導致控制錯誤,因此該方案全部采用模擬控制,以保證控制的及時性。控制電路主要由比較器與放大器組成。其中,V1re3設定為Vgs(th）,V2re3設定為Vmi11er:R1、R2為驅動電壓的采樣電阻,設計為10kQ:R13、R1a、R23、R2a為放大器外圍電阻,其中R13、R23取1Q,R1a、R2a取19Q。比較器輸出的電壓為1V,則驅動電壓Vs1、Vs2為:

驅動電阻R+o、R1+o、R2+o都取10Q。從圖中可以看出,開通過程中,當,nsGV<s(th）時,s1、s2導通,驅動電阻r+o、r1+o、r2+o并聯,驅動電阻較小,為3.3q,,ns快速充電上升。當v<s(th）<,ns

3所提均壓環陷波控制策略

3.1中點電位平衡控制策略分析

將圖1中T型三電平逆變器部分單獨畫在本節,如圖4所示。

針對硬件控制額外增加電路的問題,通常采用軟件控制,這里介紹常用的兩種,并選取適合的方案。一種方案是將直流分量前饋的控制策略,如圖5(一）所示,將調制波,m的直流分量,m(一v<）前饋。為了濾除高頻分量,在反饋通路中加入低通濾波器G1f(s）。假定,m(一v<）=-kd(Vc1-Vc2）,那么i<跟蹤的實際電流參考值為iref＋k(Vc1-Vc2）,其中含有與電容壓差同向的直流分量,能夠實現均壓。另一種方案是增加電容壓差均壓環,控制框圖如圖5(b）所示,將參考值kd(Vc1-Vc2）直接疊加到電流控制中。

第一種前饋控制策略,對補償器的運算精度、濾波效果有較高的要求,會影響均壓精度:第二種控制策略通過采樣直接控制,均壓的可靠性高,且控制環節處于電流控制環路之外,實現了解耦,極大地方便了環路的設計。因此,本文選用第二種方案,即增加均壓環的控制方案。

3.2電容壓差紋波分析

所選電容壓差均壓環控制方案能夠有效實現中點電位平衡,解決直流分量不均的問題,但同時也會引入紋波,導致并網電流THD變差,下面依據變換器工作模態分析紋波情況。圖6給出了三電平逆變器的4種工作模態。

圖6(a）是正半周期的正向充電模態,此時s1開通,s2、s3關斷,前級通過正向的并網電流向網側傳遞能量。該過程中,s4導通,使下一個模態,s4能夠零電壓開通。橋臂中點電位為＋0.5Vbus2,開關管s2耐壓為Vbus2,s3耐壓為0.5Vbus2。若此時s4不導通,可以與s3共同承擔電壓,使耐壓各為0.25Vbus2,但會增加開通損耗,降低并網效率。

該模態中,續流管s3、s4不流經電流,依據中點0的KC1可以得到:

圖6(b）是正半周期的正向續流模態,s4導通,s1、s2關斷,此時電流流過s4和s3的反并二極管。橋臂中點電位為0,開關管s1、s2耐壓為0.5Vbus2。

此時由于并網電流ig通過續流管s3、s4續流,可以得到:

圖6(c）是負半周期的反向充電模態,s2開通,s1、s4關斷,前級功率通過反向的并網電流向網側傳遞能量。該狀態與圖6(a）類似,續流管s3、s4不流經電流,依據中點0的KC1定律,并網電流注入中點,得到:

圖6(d）是負半周期的反向續流狀態,s3開通,s1、s2關斷,正向電流通過s3和s4的反并二極管續流,此時橋臂中點電位為0。

該狀態與圖6(b）類似,此時由于并網電流ig通過續流管s3、s4續流,可以得到:

由式(3）至式(6）得到,在圖6(a）(c）模態,即s1、s2導通的正、反向充電模態,并網電流ig注入中點,影響中點電位平衡。在圖6(b）(d）模態,即s1、s2關斷的正、反向續流模態,并網電流ig經過s3、s4續流,不影響中點電位平衡。

由于調制頻率為15kHz,遠高于基波工頻50Hz,在計算中,可以用連續的積分近似離散化控制結果。設并網電流為:

其中Ig為并網電流有效值,得到電容壓差的紋波

由于ig為50Hz的工頻量,存在正負半周,將-sinog-絕對值去掉,分別對正負半周積分。假定40為ig正向過零點,則積分結果為:

其中7g=2m/og,為并網電流周期。

由于電容壓差vd不存在直流分量,初始值vd一irrpe(40）為:

顯然,該紋波vd一irrpe(4）由兩個部分組成,一部分是線性變化量,另一部分是正弦交流量。分別繪制兩個部分vd一irrpe1(4）、vd一irrpe2(4）及總的vd一irrpe(4）波形如圖7所示。

從圖7中可以看出,線性分量vd一irrpe1(4）和正弦分量vd一irrpe2(4）均為50Hz,總的電容壓差紋波vd一irrpe(4）也是50Hz,但相位超前于并網電流909。

為了量化分析,將Ig=10A,c1=2.34mF,og=100m,7g=20ms代入式(9）,繪制電容壓差紋波,如圖8所示。觀察到并入220V交流電網,并網功率Po=2.2kw時,電容壓差紋波最大為12V,峰峰值為24V。

由圖5(b）所示的均壓環控制方案,該50Hz的紋波分量將隨著均壓環疊加在并網電流的參考中,雖然頻率相同,但相位超前909,導致并網電流諧波增大,降低并網質量。

3.3所提均壓環陷波控制策略

由于50Hz頻率不高,低通濾波器難以兼顧低頻高增益與50Hz處的低增益,本文設計50Hz陷波器,針對這一特定頻率進行過濾。該50Hz陷波器的伯德圖如圖9所示,可以看出其極大地降低了50Hz處的增益,而不影響其他頻率,既能有效實現電容電壓直流分量均衡,又能避免該方案引入的諧波。

圖950Hz陷波器伯德圖

對于該50Hz陷波器的設計,由于逆變器為離散控制,需要進行離散化分析。采用雙線性變換,將連續的傳遞函數轉換成離散狀態,將連續頻率響應中每一點映射到離散響應中所對應的點。其主要公式為:

陷波器的傳遞函數為:

式中:ωno為陷波中心點角頻率:onb為陷波中心點帶寬。

將式(12）代入式(11）,得到Z域傳遞函數為:

將Z域傳遞函數寫入程序,得到:

4實驗結果與分析

4.1樣機情況

為驗證所提siCM0sFET變電阻驅動方案及逆變器均壓環陷波控制策略,在實驗室搭建了輸入電壓150～750V、額定功率5kw的能饋型直流電子負載實驗樣機,照片如圖10所示。圖10(a）是DC-DC功率電路,圖10(b）是DC-AC功率電路,為合理利用機箱空間,將11C-DCx的變壓器與原邊開關管設計在DC-DC級,將副邊整流橋設計在DC-AC級。

4.2電容壓差紋波波形實驗驗證

為驗證3.2節中對逆變器均壓環電容壓差Vd紋波Vd一irr1e的分析,對單模塊三級式電子負載進行實驗,觀測了逆變器母線上電壓紋波的情況,如圖11所示。電子負載直流側輸入電壓為400V,輸入電流為5A,總輸入功率為2kw。

圖10能饋型電子負載樣機

圖11逆變器均壓環壓差紋波實驗波形(Po=2kW）

Vg是逆變器并網電壓,為220V、50Hz的工頻量。Vbus2一irr1e是逆變器側母線電壓Vbus2的紋波,為100Hz,Vd一irr1e即電容壓差的紋波情況。通過分別觀測電容電壓Vc1和Vc2,用示波器作差功能得到Vd。可以觀察到,Vd一riipe與并網電壓Vg同頻,相位超前約909,紋波最大約為20│,峰峰值約V0│。頻率、相位、幅值等信息的實驗結果與432節理論分析基本一致。

4.3所提均壓環陷波控制策略實驗驗證

為驗證4.4節所提T型三電平逆變器均壓環陷波控制策略,對應用該策略前后的并網電流THD進行測試與對比。在逆變器輸出側串接功率分析儀,以讀取電流THD數值。

以輸入功率4kw為例進行實驗,測試結果如圖12所示,輸入端電壓、電流:Vrn=500│,1rn=6A。圖(a）為優化前的諧波分析,并網電流THD為4.119%:圖(b）為應用所提控制策略優化后的諧波分析,并網電流THD為2.794%。

進一步測試各功率點,結果匯總如表2所示。從表中可以看出,應用所提均壓環陷波控制策略后,THD有大幅優化,相比未采用該策略,THD最大同比減小達10.V5%,極大地改善了并網電流質量,驗證了所提方案的有效性。

5結語

本文基于三級式能饋型直流電子負載,在保證SiCMOSFET開關速度的前提下,為抑制驅動電壓超調,提出了一種變電阻驅動方案,提高了驅動可靠性。為了提高三級式拓撲中E型三電平逆變器的并網電流質量,分析了中點電位平衡方案以及所應用的電容壓差均壓環對并網電流諧波的影響,提出了一種均壓環陷波控制策略,設計了陷波頻率為50Hz的陷波器。實驗觀測了E型三電平逆變器均壓環電容壓差紋波波形,并測得采用所提均壓環陷波控制策略前后并網電流THD,同比優化前最大降低了15.45%。