隨著無線局域網連接的逐步普及，對通信設備提出了更嚴酷的要求：即體積和功耗更小、使用的零件更少、價格更低，同時產品必需更快進入市場。由于有了零中頻(ZIF)無線電結構領域的技術進展，上述許多要求才能得到滿足。   
 
         零中頻(ZIF)的概念是把信息直接轉換到發送頻帶發送(在接收端，反過來直接從收到的頻帶恢復出信息)，它不是一個新概念，早在超外差接收機結構出現之前就已經有人研究過。盡管在歷史上，直接下變頻(direct-down-conversion)結構，也稱作自差結構，曾是一種很難真正實現的結構，但因為其整體結構簡單，零部件也可以顯著減少，從而一直引人注意。設計者面臨的挑戰包括非常棘手的直流偏移問題。但是如果能把先進的技術和優良的設計實踐結合起來，許多這樣的問題可以解決，使ZIF技術既可以用在單邊帶也可以用在雙邊帶無線局域網的無線電臺上。  

         采用ZIF技術確實可以解決無線電不得不面對的許多寄生偽頻率干擾問題，付出的代價是必須解決新出現的一個非常大的直流信號。為了解決這一問題，我們必須對直流電產生的熱量和外圍兩個要素進行考慮。  

         因為大多數ZIF無線電臺放大器工作在基帶，它需要匹配的平衡自動增益控制(AGC) 放大器。另外一個問題是無線電發射機本振產生的泄漏正好位于頻帶的中心，會干擾附近接收機的正常工作。  

零中頻  

         用ZIF技術時，被調制的信號是以直流為中心的低頻信號，它必須與實際電路引入的各種外來干擾直流低頻率信號競爭。被處理的信號不能有任何顯著的直流分量，因為我們沒有辦法確定這個直流分量的哪一部分屬于被處理的信號。符合這個準則的有許多波形，例如直接序列擴頻(DSSS)，它使用雙邊帶壓縮的載波相移鍵控調制。另外一種波形是不用中心載波的正交頻分復用(OFDM)。  

         該信號強度的變化范圍在75dB左右。它可以比混頻器的固有直流偏置引入的直流弱30到40dB。然而，最大的問題是這個直流不是固定的，而是隨著外部條件的變化而變化，如時間、電源電壓、溫度等，最糟糕的是它還會隨著信號電平調正增益的變化而變化。這就是說，為了確保這個直流電平不會對信號產生干擾，必需進行動態直流補償。必需進行補償的一個外部因素是信號在附近表面反射后再次進入了天線。由于反射相位角和強度的不同，由此而產生的直流可以有很大范圍的變化。  

         如果附近表面是運動著的，還會產生多普勒分量和一個快速變化的衰落分量。另外還會有一個影響來自于附近表面對天線本身產生的電壓駐波比(VSWR)。如果由于近場的加載引起了電壓駐波比的變化，信號就會被反射回混頻級，產生直流。因為這個直流是隨時間而變化的，所以交流耦合或直流反饋回路的頻率響應曲線的拐角必需比這個由反射引起的直流變化快。這個頻率通常在100kHz左右。必需考慮把這個交流耦合的響應時間包括在采集時間中，特別當采用802.11a 協議時更應該如此，因為它只允許16ms的前導信號。  

直流補償  

         有幾種辦法可以來對付直流和增益平衡問題：  

         ● 避免使用ZIF,可考慮使用超外差技術，這樣把直流排除到頻帶外，信號可以只用一個放大器放大；  

         ● 各個級之間全都采用交流耦合；  

         ● 使用帶交流耦合反饋的直流耦合(其性能類似交流耦合)。  

         若要把ZIF概念付諸實踐，還有許多必要的權衡工作要做。零中頻接收機通過天線基本上把整個頻譜都接收下來，然后通過單邊帶下變頻，把想要的高頻率信號變換為基帶信號或者常常是零中頻信號。接下去，用低通濾波器(LPF)去除所有沒用信號只留下感興趣的信號，然后再放大并檢出信號。  

         合成器的工作頻率與包含接收信息的高頻是一致的，通過單邊帶下變頻后的信號頻率是以直流為中心的低頻率信號。通常，想要接收的低頻率信號必定與直流信號一樣進行處理，因此它必需克服混頻器中產生的相對較大的直流偏移，才能正確檢出。此外基帶信號很復雜，有實部和虛部兩部分。這兩部分信號的幅度變化范圍可以從幾個毫伏到幾個伏。放大時必需要有很高的線性度以維持信號的相對幅度和相位不變。所以自動增益控制電路必需能在兩個匹配得非常好的自動增益控制放大器中處理很大的增益變化。  

ZIF耦合的選擇  

         有兩種ZIP的耦合方式可供選擇：交流耦合或直流耦合。如果射頻信號是直接序列擴頻或正交頻分復用類型的, 則基帶信號可以采用交流耦合的方式，也可以用交流放大器來放大基帶信號，如圖1所示。  

         這個辦法解決了ZIF接收機的一個問題。但是用這種辦法有一個難點，即需要使用大量的分立電容器，而且需要在每一級上安裝開關設法使信號進入或繞過芯片。  

         由于電路中需要用到許多電容器，目前集成這樣的電路還存在不可克服的技術難點，因此這個方法是不可行的。如果把前置放大器、混頻器、低通濾波器和自動增益控制放大器都集成在一個芯片上，而且把信號看成平衡差分信號來處理，則每個交流耦合級需要八條引腳和四個電容器。用這種解決辦法至少需要兩個交流耦合級。  

         直流耦合接收機：可以通過用電容器的辦法來達到去除直流(DC nulling)的目的, 也可以用直流反饋技術來實現同樣的功能，如圖2所示。在這兩種情況下，都需要高通頻率特性的濾波器。采用直流反饋技術的好處在于不需要設法使信號繞過芯片，也不需要用任何電容器。 
 
         典型的頻譜中包含有許多種幅度差別很大的信號。這樣就有必要為接收機設計一個動態范圍很大輸入級。想接收的信號可能位于這個頻譜的低端，也說不定位于高端。所有的信號處理過程一定以信號環境的整個頻譜范圍來考慮的，直到把帶寬逐步縮小到只出現感興趣的信號。接下去，需要處理只有這個感興趣信號的動態范圍。  

         如果該信號可以用交流耦合并被實行硬限制(hard-limited)，則它就很容易處理。然而對一個信號的實部和虛部分別進行硬限制，會損壞該信號的相位和幅度特性。因為基帶信號需要進行線性放大，為此必需用具有跟蹤增益控制的一組匹配放大器(包括獨立的實部和虛部放大器)來實現。  

其他考慮  

         因為零中頻接收機沒有中頻級，就不存在使其覆蓋非常寬的信號頻率范圍的基本問題。頻率范圍的限制主要取決于預選擇濾波器、射頻放大器級和本地振蕩器調諧范圍的帶寬。了解了這些以后，零中頻接收機就可以很容易地覆蓋許多頻帶。集成電路技術允許放大器的緊密匹配，這樣就能實現自動增益控制。這些放大器必需在一個很寬的增益控制范圍內在增益和相位方面匹配。  

         另外還需要考慮的是增益控制的反應必需非常快以適應信息包通信。例如 IEEE802.11a 的信號前導長度只有16毫秒，自動增益控制和直流補償設定必需在這段時間內完成。  

低通濾波器  

         低通濾波器是零中頻接收機信道選擇的唯一防線。接收機帶內的信道選擇全靠這個濾波器實現。這并非指預選擇濾波器是不需要的，而是指這個濾波器覆蓋的頻帶實在太寬了，因而不能很好地選擇相鄰信道的信號。  

         低通濾波器一定要能處理本地振蕩器的泄漏和從混頻器送來的射頻。例如，符合802.11a 協議要求信號的低通濾波器的通帶寬度應該是8MHz，本振泄漏頻率應該是5.3 GHz。所以如果器件的自諧振頻率低于這個頻率，根據理論分析，五個極點Butterworth濾波器是做不到的。如果濾波器是有源的，它將會需要一個帶有增益帶寬分量的增益部件。  

         如果泄漏信號的頻率等于或大于放大器的增益帶寬，則該濾波器不可能達到理想的頻率響應。如果想把電平幅度大于放大器壓擺率極限值的大幅度的信號去掉，也會造成信號的很大的失真和交叉調制。  

         因此，可能需要一個無源的集中參數的濾波器或一個無源和有源的混頻器。從低通濾波器輸出的信號將包含想要接收的信號和噪聲還包含所有其他信道的殘留的信號。在純零中頻情況下，期待的信號占絕對優勢，因此，不再需要附加的濾波器。  

         這個想要接收的信號，參照天線上場強，可以從-95dBm變化到 -20dBm，因此必需能容納正負75dB的動態范圍。如果沒有前置放大器，需要采用18位的A/D轉換器；如果用一個60dB的自動增益控制(AGC)放大器，則只需要采用8位的A/D轉換器就行了。做一個高位數的A/D轉換器和做一個能滿足要求的平衡放大器各有困難之處，需要做一下權衡。
  
         若在A/D轉換以后還需要做附加的濾波，則附加的動態范圍必需達到附加的對A/D轉換所要求的精度。在這一點上可以做一些折衷，如果用較高的A/D轉換精度，就可以減輕自動增益控制放大器的負擔，也可以對A/D轉換前的濾波要求低一些。  

         這些自動增益控制放大器是工作在基帶上的，故它們分別位于實部和虛部路徑，并且具有一致的特性。這就是說，它們是一起受到控制的，必定在整個信號強度變化范圍內受到控制，輸出變化在1dB左右。這些放大器的相位偏移一定需要在整個控制范圍內得到匹配，但這不是一個太強制性的需求，因為這些放大器的帶寬可以比信號帶寬寬得多。  

         從某些角度看，零中頻無線電其性能優于傳統的超外差式無線電臺。它不需要使用會使信號產生組延遲現象的聲表面波濾波器。從另外一方面看來，這就是意味著，由于不使用高性能的聲表面波濾波器，零中頻無線電將比較少地受到相鄰無線電的干擾。此外零中頻無線電除了受直流的影響外，更少受到虛假信號的干擾。但目前零中頻無線電的功率消耗還有些高，為了解決這個難題，還需要引進先進的電流技術。 
 
         然而，從所需元件的個數這一角度來看，零中頻無線電的結構具有壓倒性的優勢，請看圖3。參考建議的IEEE802.11g標準，我們知道，零中頻技術還需要采用先進的電路設計來提高必要的實部/虛部增益以及相位平衡，才能支持54Mbps速率的正交頻分復用信號的高錯誤矢量幅度和信噪比。這還包括進行內部校準來處理信號的損壞。  

雙頻段零中頻接收機  

         圖4所示的雙頻段無線電具有兩個互相補充的頻段：2.4 GHz ISM 頻段和5.2GHz U-NII 頻段。對于這種無線來說，最常用的接收技術是采用一個濾波器，把這個濾波器安裝在實際中可以做到的盡可能接近天線的地方(在任何放大級前)，而且把頻帶調得盡可能窄。
  
         如接收機必需覆蓋一個頻率段，那么這個頻率段就是預選擇濾波器所需要的帶寬。如果接收機必需覆蓋兩個頻率段，例如，ISM頻段和U-NII頻段，則可以采用兩種方案來設計接收機：1)在覆蓋不同頻段的兩個濾波器之間切換；2)把濾波器分割為兩個通帶。對這個兩個通帶，也需要用一個合成的開關逐一進行處理。  

         如果頻率合成器沒有切換開關，從U-NII頻段切換到ISM頻段需要一個額外的調諧區。這可以用一個用于壓控振蕩器的元件，即控制電容或電感變化的開關來實現。零中頻接收機沒有虛假頻率問題，所以從理論上講它能處理多個八輸入(multi-octave-input)濾波器帶寬問題。 
 
         實際上，因為這樣做會允許更多的信號帶內的能量以及諧波輸入，使得接收機動態范圍的要求更難實現。于是，在輸入頻帶中會存在非常低階的交叉調制乘積項。若采用雙頻段技術，在擁擠的PCMCIA線路板尾部還需要采用創新的天線技術。  

結語  

         先進技術和優良設計規范的互相結合，為我們帶來了采用直接變頻技術無線電的許多優點，用直接變頻技術可大幅度降低WLAN無線電成本。